以沙尔文公司发表的三极管65N7 RC耦台放大器为例说明其应用注意事项（见附表）。表中E8=100V的各项为低板压供电而设计，适用于当年以交直流110V供电的音频设备（此类机型中整流电压一般为90V～100V），在目前一般音频设备中，低板压并无任何优势。除非是采用第一、二级直接耦合的放大器，第一级低板压供电使板极实效电压较低，从而使第二级容易得到必须的栅负压。以表列Ra=47kΩ为例，当EB=100V，Eg=-1，89V时，板极电压Ep仅50.6V，只要第二级阴极有56.6V的正向压降，直耦以后第二级则有-6V的栅负压。对第二级采用板一阴分割倒相器的电路设计十分方便，且无须考虑直接耦合导致的第二级工作点偏离A类放大区。

　　低板压应用使65N7线性区明显缩短，因而栅负压也仅在-1.5V～-2.5V之间。为了避免碰撞栅流的产生，输入信号被限制在0.5Vrms，其峰值仅0.707VPP，栅极最高电位仍为-1V以上，从而消除碰撞栅流的产生。同样栅负压值下，随信号增大而产生栅流。由表列数据可见，当Ei提高到近lVrms时，非线性失真增大到5%左右。低板压应用使输入输出允许动态范围大幅降低，电子管工作效率大打折扣，实属无奈之举。欲得到足够的增益和动态，提高板压是有效措施。

　　当EB升高为250V时，线性区的扩宽使工作点栅负压达到-4V—-5．25V，从而使无栅流状态输入信号达lVrms以上。由表列两种实测数据可见，开始产生栅流的Ei值在3V～3.5Vrms，即峰值达到近5Vp-p，输出最大信号达53Vrms，75Vpp的信号即使驱动低μ输出管2A3、300B也足够。

　　为了使非线性失真低于表列4.6%～4.9%，可将E1按表示值降低为2.5Vrms，按表示增益为16倍，则输出电压Eo仍可达40Vrms以上，但却使非线性失真低于表列值。

　　按6SN7在EB=250V时，无论用于前置放大，还是驱动级，都可以取得失真最低的工作参数。用于前置级可选择无栅流驱动方式。如选择EB=250V，Ra=47kΩ，Eg=-5.28V，工作点Rk；2.2kΩ，当下级Rg等270kΩ时，次级净增益VG=15倍，Ej=lVrms，Eo=15Vrms，非线性失真仅1.4%。实际上CD信号源最大输出lVrms是指音乐的峰段输出，在音乐谷段或低潮期则远不足lVrms，所以前置级失真极小，甚至达到可忽略的程度。

　　将6SN7用做驱动级，重点是提高输入/输出信号幅度。表列数据EB=250V，Ra=47kΩ，由负载线求出的最适合工作点栅负压Eg=-5.28V。因此，当输入信号Ei=3.5Vrms时，栅流已达到1/8μA，为进一步降低失真，可将EB升高为300V，则Eg可选-6.5V，则输入3.5Vrms的信号栅流大幅减小，失真也大幅降低。6SN7在上述状态，增益在15倍左右，即使输出70VPP的驱动信号也只需4.7Vpp栅极输入，当采用300V供电电压，Eg=-6.5V时，栅流随之降低到可忽略的程度。线性失真可望达到低于表列双线下端数据。

　　6N8P、6SN7的极限板压330V，因RC耦合放大板流低，距最大板耗尚远，所以，单独板压可以超限使用。实际应用中，在驱动级常采用350V～400V的板极供电电压，一则使线性区扩展，也使工作点栅负压升高到-8V左右，使无栅流状态的E{可提高到6Vp-p，Eo可达90Vpp，为HI-FI各机中广泛采用的方式。为了不增大非线性失真，当采用高供电电压时，切不可随意选用RK值，否则电子管工作点偏离线性区中点，产生波形失真，严重的作法是以变更后的EB僮和重新选定的Ra值，作出负载线，严格以其线性区中点为工作点，然后以工作点静态板流IP，和工作点栅负压-Eg值计算准确的RK值。

　　6SN7中μ放大管，其动态范围较大，但由于栅流的影响，输入信号不能按理论上A类的以栅负压值为限供给输入信号峰值，即使在EP超限状态，-Eg达-8V以上，最大信号峰值也难超过6Vp-p。如欲实现无栅流状态Ei还应更小。大动态的6SN7尚且如此，对高μ三极管、五极管而言，动态范围更小，即使栅流达到1/8μA，输入信号幅度已降低至lVrms以下。若保持无栅流状态Ei值只有0.lVrms以下，所以在CD盛行年代，如果你拒绝加入负反馈，即使是作为小信号的前级，使用高μ三极管或五极管也是不理智的。